ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА МИКРОСХЕМЕ СЕРИИ TOP

TOP221Y, TOP221P, TOP222Y, TOP222P, TOP223Y, TOP223P,TOP224Y, TOP224P, TOP225Y, TOP226Y, TOP227Y

Сергей Бирюков, журнал "Схемотехника" 2002 год.

    Работа обратноходовых импульсных преобразователей напряжения и их расчет уже описывались в различной литературе. В этой статье рассказано о проектировании таких источников на трехвыводных микросхемах серии ТОР22х [в серию входят следующие микросхемы TOP221Y, TOP221P, TOP222Y, TOP222P, TOP223Y, TOP223P,TOP224Y, TOP224P, TOP225Y, TOP226Y, TOP227Y], содержащих практически все необходимые компоненты для их построения.
    Напомним принципы работы таких преобразователей и заодно приведем обозначения используемых в расчетах параметров.
    Схема, иллюстрирующая основные процессы в обратноходовом источнике питания, приведена на рис. 1. В течение части периода работы преобразователя замкнутый силовой ключ SW1 подает выпрямленное сетевое напряжение UIN на первичную обмотку I трансформатора Т1, ток I, через нее при этом линейно нарастает.

    В течение другой части периода ключ разомкнут, и накопленная в сердечнике энергия передается через открытый выпрямительный диод VD1 в нагрузку. Если к моменту очередного открывания ключа ток через вторичную обмотку U2 прекращается, реализуется режим с прерывистым магнитным потоком (рис. 2), если нет — режим с непрерывным потоком (lR < IP, рис. 3).

    Отношение времени замыкания ключа к периоду Т обозначается D и называется коэффициентом заполнения.

    Для преобразователей на микросхемах серии ТОР22х рекомендуется режим с непрерывным магнитным потоком. Такой режим отличается меньшим значением пикового тока IP через первичную обмотку трансформатора и силовой ключ, но требует большего значения ее индуктивности L1. Кроме того, в момент замыкания ключа диод VD1 открыт, и при его закрывании возникает кратковременный импульс тока большой амплитуды, что предъявляет повышенные требования к силовому ключу, цепям его защиты, допустимому импульсу обратного тока через выпрямительный диод VD1 и его быстродействию.
    К разомкнутому ключу SW1 приложено напряжение USW1 из трех составляющих: UIN — выпрямленное напряжение сети, UOR—суммарное напряжение на нагрузке UOUT и диоде UVD1, приведенное к первичной обмотке, и выброс на индуктивности рассеяния первичной обмотки трансформатора. Сумму двух последних составляющих обозначают UCLM, это напряжение ограничивает цепь VD2VD3.
    Структура микросхем серии ТОР22х представлена на рис. 4. Микросхема включает в себя мощный высоковольтный транзистор VT2 и все необходимые цепи его управления, к которым относится, прежде всего, задающий генератор G1, работающий на фиксированной частоте 100 кГц, стрех выходов которого снимаются сигналы требуемой формы. Сигнал с выхода 1, поступающий на вход элемента И-НЕ DD6, определяет максимально возможный коэффициент заполнения DMAX. Короткие импульсы с выхода 2 устанавливают триггер DD5 в единичное состояние, что включает (при отсутствии на двух верхних входах DD6 запрещающих сигналов) транзистор VT2.

    В нормальном режиме работы сброс триггера происходит по сигналу рассогласования с выхода компаратора АЗ. На один из его входов поступает напряжение треугольной формы с выхода 3 генератора G1, на другой — напряжение, пропорциональное превышению напряжения на управляющем входе «Упр.» микросхемы уровня 5,7 В, что реализует широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). Операционный усилитель А1, полевой транзистор VT1 и резисторы R1 и R2 обеспечивают стабильный нормированный коэффициент передачи сигнала превышения уровня 5,7 В на входе компаратора, а цепочка R3C1 совместно с внешними элементами цепи обратной связи — устойчивость петли авторегулирования. На рис. 5 приведена типовая зависимость коэффициента заполнения D от тока lCNTR через вход «Упр.» микросхемы.

    Остальные элементы микросхемы решают вспомогательные, но очень важные для надежной работы устройства задачи. Триггер DD2 сбрасывается элементами узла А4 при включении, разрешая работу элемента DD6. При повышении температуры кристалла микросхемы сверх допустимой сигнал с выхода узла тепловой защиты А5 устанавливает триггер DD2 в единичное состояние, и сигнал с его инверсного выхода запрещает включение транзистора VT2.
    Компаратор А6 сравнивает падение напряжения на канале сток-исток включенного транзистора VT2 с максимально допустимой величиной UDS МАХ. В результате, если в аварийной ситуации ток через транзистор VT2 превысит заданный уровень, выходной сигнал компаратора А6 сбросит триггер DD5 и закроет транзистор. При нормальной работе преобразователя в режиме непрерывного магнитного потока в момент включения транзистора VT2 возникает упоминавшийся выше кратковременный импульс тока стока, вызванный восстановлением обратного сопротивления выпрямительного диода во вторичной цепи преобразователя напряжения. При этом, хотя компаратор А6 срабатывает, это не приводит к сбросу триггера DD5 за счет кратковременного сигнала запрета, поступающего на вход элемента DD8 с выхода узла маскирования переднего фронта импульса А7.
    Узел А8 не дает сбросить триггер DD5 сигналом с выхода АЗ в течение некоторого времени после установки DD5 в единичное состояние, гарантируя минимальную длительность времени включенного состояния транзистора VT2 и обеспечивая минимальное значение коэффициента заполнения DMIN (рис. 5).
    Генератор тока А9 обеспечивает питание микросхемы инвертора в момент пуска.
    Упрощенная схема обратноходового преобразователя на микросхеме серии ТОР22х приведена на рис. 6. При подаче питания напряжение на конденсаторе С1 равно нулю, и он относительно медленно заряжается через генератор тока А9 и замкнутый ключ SW1 (рис. 4), как это показано на верхней диаграмме рис. 7, а. Когда напряжение на конденсаторе достигает величины 5,7 В, компаратор А2 закрывает ключ SW1, и конденсатор С1 начинает разряжаться на элементы микросхемы. Импульсы с генератора G1 поступают на затвор транзистора VT2, и преобразователь начинает работать. Нижняя диаграмма на рис. 7, а демонстрирует упрощенную форму напряжения сток-исток UDS ключевого транзистора микросхемы. Напряжение на конденсаторе С2 повышается, и когда оно приблизится к номинальному, амплитуда импульсов на обмотке обратной связи III трансформатора Т1 станет достаточной для питания микросхемы по входу «Упр.», а преобразователь выходит на рабочий режим. Элементы микросхемы, образующие широтно-импульсный модулятор, поддерживают коэффициент заполнения D на таком уровне, чтобы напряжение на входе «Упр.» было близко к 5,7 В.

    Если во вторичной цепи есть короткое замыкание или перегрузка, амплитуда импульсов на обмотке III не достигнет необходимой величины, и конденсатор С1, разрядившись до напряжения 4,7 В (верхняя диаграмма на рис 7, б), переключит компаратор А2. Компаратор, в свою очередь, замкнет ключ SW1 и переключит счетчик DD1 в новое состояние, что запретит прохождение импульсов тактового генератора G1 через элементы DD6 и DD7 на затвор VT2. Напряжение на конденсаторе начнет снова повышаться. После семи циклов заряда-разряда конденсатора С1 счетчик DD1 вновь разрешит прохождение импульсов через DD6, и произойдет новая попытка запуска преобразователя. В таком режиме время работы преобразователя в 20 раз меньше периода попыток запуска, что предотвращает перегрев его элементов и делает безопасными короткие замыкания во вторичной цепи. Когда перегрузка будет снята, преобразователь выйдет на рабочий режим.

    На графиках (рис. 8) проиллюстрированы процессы в преобразователе при плавном повышении входного напряжения UIN и работе в нормальном режиме (временные участки 1), в режиме перегрузки по току (участок 2), при снижении входного напряжения до недопустимого уровня (участок 3). Графики UOUT и IOUT — выходное напряжение и выходной ток соответственно, нижний график — ток lCNTR через вывод «Упр.» микросхемы. Этот ток принят отрицательным, когда он вытекает из микросхемы и заряжает конденсатор С1, и положительным, когда через этот вывод происходит питание микросхемы от конденсатора С1 или от обмотки III трансформатора Т1.

    Микросхемы серии ТОР22х выпускаются в корпусах DIP с восемью выводами, из которых шесть объединены (суффикс Р) в вывод истока, и в корпусе ТО-220 с тремя выводами (суффикс Y). Цоколевка микросхем приведена на рис. 9, а основные параметры — в табл. 1.

    Тепловое сопротивление кристалл— теплоотвод микросхем в корпусах Т0-220 составляет 2 град/Вт, кристалл— окружающая среда для микросхем в корпусе DIP при установке на печатную плату с площадью контактной площадки под объединенные выводы истока 232 мм2 — 45 град/Вт. Наиболее наглядное представление можно получить из таблицы:

    Расчет преобразователя напряжения на микросхемах серии ТОР22х относительно несложен. Его начинают с выбора необходимой микросхемы. На рис. 10 и 11 приведены кривые, облегчающие такой выбор (на рис. 10 для выходного напряжения преобразователя 12 В, на рис. 11 — для 5 В [2]). По горизонтальной оси на графиках отложена требуемая выходная мощность РOUT = UOUT x IOUT - Сплошные линии графиков соответствуют различным микросхемам рассматриваемой серии.

УВЕЛИЧИТЬ

УВЕЛИЧИТЬ

    Сразу отметим, что все расчеты импульсного блока питания ведутся для наиболее тяжелого случая, а он (с одним исключением) имеет место при минимальном входном напряжении. Графики рис. 10 и 11 построены при напряжении сети 230 В—15 %, т. е. при 195 В переменного тока. В отечественной сети 220 В с допуском -20 % минимальное напряжение составляет 176 В, и расчет надо вести именно для него. При таком напряжении на конкретной микросхеме можно построить преобразователь с несколько меньшей выходной мощностью, чем при 195 В. Поправочный коэффициент Кп, определяющий уменьшение допустимой мощности, можно найти по графику на рис. 12. Для напряжения сети 176 В он составляет около 0,94. Это означает, что необходимо выбрать микросхему, обеспечивающую выходную мощность больше требуемой в 1/0,94 = 1,06 раза.

    Все дальнейшие расчеты мы проведем на примере источника питания с выходным напряжением 14,4 В и максимальным током 5 А (зарядное устройство для автомобильного аккумулятора). Для него выходная мощность составляет 72 Вт. То, что выходное напряжение больше, чем 12 В, для которого рассчитаны графики рис. 10, облегчает режим работы микросхемы (сравните между собой графики рис. 10 и 11) и создает некоторый запас.
    С учетом поправки на меньшее напряжение сети требуемая мощность составит 72x1,06 = 76 Вт. Вертикальная прямая на рис. 10, проведенная из точки 76 Вт на горизонтальной оси, пересекает сплошные линии, соответствующие микросхемам ТОР225, ТОР226 и ТОР227, это означает, что на любой из них можно собрать требуемый преобразователь. При этом оценочные значения КПД можно считать с вертикальной оси, они составляют примерно 84,85,5 и 86% соответственно. Имеет смысл выбрать микросхему ТОР225, т. к. более мощные микросхемы, как правило, дороже и, кроме того, как это будет показано далее, для них при той же выходной мощности потребуется более громоздкий трансформатор, а выигрыш в возможном КПД непринципиален.
    Графики рис. 10 и 11 позволяют также определить рассеиваемую на микросхеме мощность — она подписана у каждой из штриховых линий. Для нашего случая она составляет около 2,5 Вт.
    Следующий этап расчета — определение индуктивности первичной обмотки трансформатора. Здесь поможет табл. 2 [2]. В ней приведены типовые параметры трансформатора преобразователя.

    Рекомендуемое значение индуктивности первичной обмотки должно быть увеличено по тем же причинам и с тем же коэффициентом, что и мощность для выбора микросхемы L = 1100 x 1,06 = 1166 мкГн.
    Далее можно перейти к расчету трансформатора, необходимо только выбрать вариант цепи стабилизации выходного напряжения, обеспечивающий необходимые параметры преобразователя.
    Возможны, по крайней мере, четыре варианта стабилизации выходного напряжения. Первый, самый простой, соответствует рис. 13, а, который надо рассматривать как дополнение к рис. 6.

    Как уже указывалось выше, широтно-импульсный модулятор микросхемы обеспечивает стабилизацию напряжения на входе «Упр.» на уровне 5,7 В. Поскольку обмотки II и III связаны между собой, то при изменении напряжения сети напряжение на нагрузке также стабилизируется. Однако, при изменении тока нагрузки изменение падения напряжения на активном сопротивлении обмотки II трансформатора Т1 и на диоде VD1 никак не влияет на процесс стабилизации, и выходное сопротивление преобразователя для этого варианта получается наибольшим.
    Кроме того, возникает проблема точной установки выходного напряжения. Выходное напряжение преобразователя в этом варианте стабилизируется приблизительно на уровне:
        UOUT = (5,7 + UVD4) x N2 / N3 - UVD1
    где UVD4 и UVD1 — падение напряжения на соответствующих диодах, N2 и N3 — числа витков обмоток II и III. В первом приближении число витков на вольт для трансформаторов мощностью 50...100 Вт составляет около 0,6...1 поэтому изменение числа витков обмотки II на один приводит к изменению выходного напряжения на 1...1.6 В!
    Заметно повысить стабильность выходного напряжения можно, установив между выходом выпрямителя на диоде VD4 и входом «Упр.» микросхемы стабилитрон, соответственно увеличив число витков обмотки III (рис. 13, б). В таком варианте увеличивается коэффициент усиления в цепи обратной связи, что заметно повышает стабильность выходного напряжения при изменении напряжения сети и несколько снижает выходное сопротивление.
    Появляется также реальная возможность более точно устанавливать выходное напряжение из-за меньшего относительного изменения выходного напряжения при изменении числа витков обмотки III. Это можно сделать также подбором стабилитрона VD5. Более того, если в качестве стабилитрона использовать его регулируемый аналог на основе микросхемы КР142ЕН19А (TL431), можно очень точно подстроить выходное напряжение при заданной нагрузке.
    Лучшие значения стабильности выходного напряжения и минимальное значение выходного сопротивления можно получить, управляя током через вход «Упр.» микросхемы сигналом, пропорциональным отклонению выходного напряжения от заданного. Вариант схемы стабилизатора, реализующий указанный принцип, приведен на рис. 13, в. Обмотка III трансформатора Т1, диод VD4 и конденсатор СЗ образуют выпрямитель с напряжением 10... 15 В, это напряжение некритично. Оно должно быть больше напряжения на входе «Упр.» микросхемы (5,7 В) на 5... 10 В, необходимых для питания фототранзистора U 1.1 оптрона U1.
    При превышении напряжения на выходе преобразователя суммы рабочего напряжения на стабилитроне VD5 и светодиоде U 1.2 оптрона U1 (около 1,3 В), включается этот светодиод и через фототранзистор U 1.1 оптрона начинает течь ток. Напряжение на выходе преобразователя стабилизируется. Резисторы R2 и R3 обеспечивают необходимую крутизну передачи сигнала рассогласования на излучающий светодиод оптрона.
    Недостатком варианта по схеме рис. 13, в является необходимость подбора стабилитрона для точной установки выходного напряжения.
    Наименьшим выходным сопротивлением, наилучшей стабильностью и возможностью плавной регулировки выходного напряжения обладает вариант стабилизации по схеме рис. 13, г. Сигналом рассогласования является анодный ток упоминавшегося выше регулируемого аналога стабилитрона DA2. Пока напряжение на его входе «Упр.» не превышает 2,5 В, ток анода будет менее 1,5 мА, а при достижении 2,5 В резко увеличивается. Этот ток течет через светодиод U1.2 оптрона U1, в результате выходное напряжение преобразователя стабилизируется на уровне (R4/R5+1)x2,5 В. Сопротивления резисторов R4 и R5 рассчитываются исходя из тока через делитель (около 1 мА). Любой из резисторов R4 и R5 может быть подстроечным, что обеспечивает возможность точной установки выходного напряжения.
    Резистор R3 пропускает начальный ток аналога стабилитрона DA2, a R2 ограничивает ток через светодиод оптрона и, совместно с конденсатором С5 обеспечивает стабильность цепи автоматического регулирования.
    Типовые параметры различных вариантов стабилизации приведены в табл. 3. В этой таблице приняты следующие обозначения: UIM — напряжение на выходе выпрямителя с обмоткой III, AU0UT — точность установки выходного напряжения, U0UT(UIN) — нестабильность выходного напряжения при колебаниях напряжения сети, UqutOout) — нестабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки.

    Для получения максимальной точности и наибольшей стабильности выбираем последний вариант схемы стабилизации. Для него необходимое напряжение на выходе выпрямителя с обмоткой III составляет 12 В.
    При расчете импульсных обратноходовых источников питания существует несколько параметров, выбор которых производится на основании личного опыта разработчика, а также возможностей использования тех или иных комплектующих и компромисса между, скажем, габаритами и КПД или рассеянием мощности на трансформаторе и ключевом элементе. Расчет преобразователей на микросхемах серии ТОР22х их изготовитель упростил, однозначно задав некоторые параметры.
    Прежде всего, к ним относится частота преобразования fs = 100 кГц, полностью определяемая микросхемой. Второй параметр — упоминавшееся выше суммарное напряжение UOR на нагрузке UOUT и диоде UVD1, приведенное к первичной обмотке, оно должно составлять 135 В. Третий параметр — KRP — отношение приращения тока первичной обмотки IR к пиковому значению тока через нее IP для наиболее тяжелого режима работы, равное 0,6.
    Данных табл. 2 и 3 и значения UOR =135 В достаточно для расчета трансформатора и выбора других элементов преобразователя. По этим данным можно спроектировать и построить надежное устройство с близким к указанным на рис. 10 или 11 значением КПД, может быть, несколько неоптимальное по габаритам. Однако попробуем провести более точный расчет для конкретных значений UOUT и IOUT минимального и максимального напряжения сети UC MIN и UC МАХ. При этом примем рекомендацию по установке сглаживающего конденсатора выпрямителя сетевого напряжения CIN емкостью в микрофарадах, примерно равной выходной мощности в ваттах. Из конструктивных соображений используем два параллельно соединенных конденсатора емкостью 33 мкФ, т. е. CIN = 66 мкФ.
    Пусть допуск на напряжение сети 220 В составит +15 и -20 %, тогда UC MIN = 176 В, UC МАХ = 253 В. Минимальное напряжение на конденсаторе фильтра можно рассчитать по формуле:

    где h — ожидаемый коэффициент полезного действия преобразователя, оцененный выше и составляющий 0,84. Мощность РOUT — в ваттах, емкость CIN — в микрофарадах.
    Эта формула получена из соответствующей формулы c подстановкой частоты сети 50 Гц и типового времени зарядки конденсатора 3 мс.
    Максимальное напряжение на конденсаторе фильтра составит:

    Выбираем рабочее напряжение конденсатора равным 400 В.
    Максимальный коэффициент заполнения определяется по следующей формуле:

    где UDS — среднее падение напряжения сток-исток мощного полевого транзистора микросхемы во включенном состоянии, ориентировочно принимаемое равным 10 В.
    Вычислим среднее значение выпрямленного потребляемого тока lAVG:

    Пиковое значение тока:

    Минимальное значение тока ограничения микросхемы ILIMIT Должно превышать полученное значение пикового тока. Сопоставление величины ILIMIT = 1,8 А для TOP225Y из табл. 1 и значения IP = 1,45 А подтверждает правильность выбора микросхемы.
    Приращение тока первичной обмотки составит:

    Эффективное значение тока первичной обмотки:

    Определим мощность, рассеиваемую микросхемой:

    что согласуется с оценкой, сделанной по рис. 10.
    Для расчета минимальной индуктивности L1 первичной обмотки трансформатора необходим коэффициент Z, определяющий соотношение потерь во вторичной цепи к полным потерям. Обычно его считают равным 0,5, полагая, что потери в первичной и вторичной цепях равны между собой.

    Сопоставляя полученную величину с рекомендованной в табл. 2 индуктивностью, можно сделать вывод, что приведенные в этой таблице значения индуктивности даны с запасом, гарантирующим нормальную работу преобразователя для любых значений выходного напряжения в диапазоне 5...12 В, при которых КПД будет меньше, чем при 14,4 В, для которого сделан наш расчет. Кроме того, это означает, что если не удастся сделать обмотку точно с той индуктивностью, которая получена по расчету, можно ее увеличить, по крайней мере, до табличной величины. Это очень удобно, поскольку сделать трансформатор с точно заданными коэффициентом трансформации и индуктивностью первичной обмотки, не регулируя зазор в сердечнике, практически невозможно.
    Еще одним параметром для расчета трансформатора импульсного блока питания, является ток насыщения I1SAT первичной обмотки. Необходимым требованием к трансформатору является то, что его сердечник не должен насыщаться при всех режимах работы, в том числе и аварийном. В аварийном режиме ток через ключевой транзистор микросхемы, при котором происходит его закрывание, ограничен значением lLIMIT (табл. 1). Из табл. 1 следует взять максимальную величину, в данном случае это 2,2 А. Теперь становится понятным, почему нежелательно применять более мощную микросхему — для TOP226Y трансформатор без насыщения должен выдерживать ток 2,75 А, а для TOP227Y — 3,3 А.
    И наконец, можно приступить к расчету трансформатора.
    Трансформаторы для импульсных обратноходовых преобразователей напряжения наматывают на ферритовых Ш-образных и чашечных сердечниках с зазором, на кольцевых сердечниках из магнитодиэлектрика марки МП140 и МП 160, а также на кольцевых сердечниках из феррита, вводя в них воздушный зазор. Автор выбрал для изготовления преобразователя последний вариант как наиболее доступный.
    В соответствии со статьей в 6 номере журнала Схемотехника за 2002 год:
    l2 x L = lLIMlT2 x L1 = 2,22 х 893 = 4320.
    Здесь для lLlMIT берется максимальная величина из табл. 1. Из имевшихся у автора сердечников в наибольшей степени подходили два сложенных кольца типоразмера К31 х 18,5 х 7 из феррита М2000НМ-17 с зазором 1,5 мм. Зазор в кольце был выполнен при помощи алмазного «полотна» в виде проволоки, в которую впрессован алмазный порошок. Хорошие результаты при резке феррита показывают алмазные диски на дремель.
    Для такого зазора и кольца высотой 14 мм коэффициент индуктивности по таблице из [4] составляет Al = 0,126. Рассчитаем число витков первичной обмотки:

    Максимально допустимый ток через такую обмотку составит:

    При склейке эпоксидным клеем с наполнителем из талька в зазор колец была вложена прокладка из стеклотекстолита. После полимеризации клея его наплывы были удалены, а острые грани колец сглажены. Сердечник был обмотан в два слоя тонкой фторопластовой лентой. Пробная намотка десяти витков дала значение индуктивности, измеренное прибором, описанным в [5], равное 13,8 мкГн, откуда AL = 0,138, что несколько более расчетной величины. Ошибка составляет менее 10 %, что вполне можно объяснить неточностью определения ширины зазора.
    Необходимое число витков для получения индуктивности 893 мкГн составляет

    а для 1166 мкГн — 92 витка. Это и есть диапазон допустимого числа витков первичной обмотки.
    Коэффициент трансформации определим по формуле:
    k = N1/N2 = UOR / (UOUT + UVD1) = 135 / (14,4 + 0,6) = 9,
    где UVD1 = 0,6 В — падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи.
    Поскольку каждая обмотка трансформатора может содержать только целое число витков, возможны два варианта их выполнения: N1 = 81, N2 = 9 или N1 = 90, N2 = 10. Автор выбрал второй вариант, хотя не исключается намотка и по первому. Индуктивность первичной обмотки составила 1118 мкГн.
    Что изменится в работе преобразователя из-за такого отклонения индуктивности от расчетного значения в сторону увеличения? На графиках (рис. 14) показаны зависимости индуктивности первичной обмотки и пикового значения тока от значения KRP.

    По ним можно сделать вывод, что увеличение индуктивности до 1118 мкГн вызовет уменьшение KRP до величины 0,52 и пикового значения тока —до 1,35 А. Это несколько уменьшит потери в микросхеме, но увеличит (за счет увеличения числа витков) потери в трансформаторе. Кроме того, использование трансформатора с индуктивностью первичной обмотки 1118 мкГн позволит установить в преобразователь более дешевую микросхему TOP224Y, так как минимальное значение ее тока ограничения как раз составляет 1,35 А. При такой замене, как следует из рис. 10, можно ожидать уменьшения КПД преобразователя примерно на 2 %.
    В руководстве [3] рассмотрена возможность увеличения значения KRP вплоть до 1 (переход в режим прерывистого магнитного потока). Как видно из графиков, приведенных на рис. 14, при увеличении KRP увеличивается пиковое значение тока через первичную обмотку трансформатора IP, поэтому ограничением является достижение IP минимального значения lLIMIT выбранной микросхемы с запасом в 10 %. Для микросхемы TOP225Y это составляет 0,9 х 1,8 = 1,62 А, а соответствующие значения KRP и L1 могут быть найдены по графикам рис. 14 — KRP = 0,75, L1 = 640 мкГн. Для получения такой индуктивности первичная обмотка должна содержать 68 витков, а при коэффициенте трансформации к = 9 число витков вторичной обмотки N1/k = 7,6 витка. Округляя вверх число витков вторичной обмотки N2 до 8, получим N1 =72. Это еще один вариант выполнения трансформатора.
    При изготовлении трансформатора или при подборе готового может возникнуть ситуация, когда по каким-либо причинам нельзя точно выдержать необходимый коэффициент трансформации к. Рассмотрим, на что влияет отклонение к от расчетной величины. Прежде всего, при заданном выходном напряжении пропорционально к меняется UOR (для рассматриваемого преобразователя при к = 8; 9; 10 значение UOR составляет 120, 135 и 150 В). Это приводит к изменению других рассчитываемых величин — необходимая индуктивность L1 первичной обмотки будет равна 774, 893 и 1011 мкГн, пиковое значение тока — 1,58, 1,45 и 1,36 А соответственно. Существенно влияние k оказывает на требуемое обратное напряжение выпрямительного диода UVD5 вторичной цепи, которое будет равно 58,5, 53,6 и 49,7 В. Как видно из приведенных данных, увеличение к повышает UOR, что снижает надежность преобразователя, а уменьшение к требует установки выпрямительного диода с большим обратным напряжением. Поэтому не следует сильно отклоняться от расчетного значения k, по крайней мере, в сторону увеличения.
    Диаметр провода первичной обмотки трансформатора на кольцевом сердечнике обычно выбирают таким, чтобы намотать ее в один слой. Оценим необходимый внешний диаметр провода обмотки. Длина намотки по внутренней стороне кольца (диаметр dMIN = 18,5 мм) с учетом толщины изоляции а = 0,15 мм составит:

    При N1 = 90 диаметр провода по изоляции около 57/90 = 0,63 мм. Реально удалось намотать обмотку проводом ПЭШО-0,45. Эффективная плотность тока в проводе первичной обмотки составила:

    что, как показал проведенный ниже расчет потерь, оказалось вполне приемлемой величиной. На первый и последний виток и выводы первичной обмотки, импульсное напряжение между которыми составляет около 350 В, были одеты отрезки фторопластовой трубки, закрепленные нитками.
    Ток насыщения был проверен при помощи приставки, описанной в [4], и составил 2,6 А, что превышает с запасом необходимое значение 2,2 А.
    Первичная обмотка от вторичных была изолирована двумя слоями фторопластовой ленты.
    Измеренное прибором [6] сопротивление первичной обмотки г1 составило 0,435 Ом — это почти вдвое больше типового значения, указанного в табл. 2.
    Оценим мощность Р1, теряемую на активном сопротивлении г1 первичной обмотки:

    Этим значением вполне можно пренебречь.
    Для того чтобы потери во вторичной обмотке были того же порядка, что и в первичной («равнопрочный» трансформатор), сечение ее проводников в первом приближении должно быть больше во столько раз, во сколько раз число витков вторичной обмотки меньше, чем первичной. Поэтому обмотка II, содержащая 10 витков, была намотана в 12 проводов ПЭШО-0,38, и ее сопротивление составило 7 мОм.
    Суммарная индуктивность рассеяния первичной обмотки и приведенной к ней вторичной была измерена при замыкании вторичной обмотки и составила 10,9 мкГн. Если предположить, что доля первичной обмотки в этой величине составляет 50 %, то ее индуктивность рассеяния L1S будет около 5,5 мкГн, что в 3,3 раза меньше табличной. Такое различие объясняется тем, что табл. 2 соответствует намотке на чашечных сердечниках, для которых, несмотря на секционирование первичной обмотки, индуктивность рассеяния получается существенно больше, чем при намотке на кольцевых. Уменьшение индуктивности рассеяния очень полезно, поскольку это уменьшает мощность, рассеиваемую в цепочке, демпфирующей выбросы на этой индуктивности. Эту мощность можно оценить по формуле:

    Реально из-за влияния различных факторов мощность несколько меньше, но очевидно, что потери в демпфирующей цепи при намотке на чашечном сердечнике вносят существенную долю в общие потери и заметно влияют на КПД. Отметим также, что вторичную обмотку следует наматывать «распушенным» жгутом проводов, при этом индуктивность рассеяния получается заметно меньше из-за более тесной связи первичной и вторичной обмоток. В данном случае, при намотке вторичной обмотки скрученным жгутом она возросла в 1,6 раза.
    Обмотка III должна, как указывалось выше, обеспечивать на выходе выпрямителя напряжение U3 около 12 В. Она намотана проводом МГТФ-0,07 и содержит 9 витков, уложенных между витками обмотки II.
    Трансформатор изготовлен, далее можно перейти к расчету и выбору остальных элементов преобразователя, полная схема которого приведена на рис. 15.

    Рассмотрим данный вариант источника питания. Конденсаторы С1—СЗ и двухобмоточный дроссель L1 представляют собой стандартный фильтр от цветного телевизора с импульсным блоком питания. Элементы фильтра взяты от разобранного телевизора, С1 — К73-17, а С2, СЗ — К15-5. Выпрямительный мост [7] на ток 1,5 А и напряжение 800 В отличается малыми габаритами, низкой ценой и с большим запасом обеспечивает работу в данном выпрямителе. Импульсное значение тока для этого моста равно 50 А, поэтому ограничительный терморезистор R1 выбран с сопротивлением в холодном состоянии 10 Ом. В этом случае импульсный ток в момент включения не превышает UMAX / R1= 358 / 10 = 35,8 А. Следует помнить, особенно при настройке, что для повторного включения преобразователя необходимо выждать некоторое время, необходимое для остывания терморезистора.
    Конденсаторы С4 и С5 на напряжение 350 В (что несколько меньше UMAX) — импортные, фирмы Тгес диаметром 13 мм.
    Выбор стабилитрона VD2 определен указанным изготовителем микросхем серии ТОР22х напряжением UCLM = 200 В и рассчитанной выше мощностью рассеяния демпфирующей цепи. Использован рекомендованный в [3] защитный диод Р6КЕ200А фирмы Motorola, имеющий необходимое напряжение стабилизации и допускающий постоянную рассеиваемую мощность 5 Вт при диаметре пластмассового корпуса 3,5 мм и длине 8,5 мм. При этом температура его выводов не должна превышать 75 °С, а температура кристалла может достигать 175 °С. В данном преобразователе его можно заменить на два последовательно включенных стабилитрона КС600А.
    В качестве диода VD3 использован рекомендованный диод BYV26C фирмы Philips (1 А, 600 В). Вполне применим любой быстродействующий диод на напряжение не менее иМАХ с запасом и ток 1 А, например КД247Г, КД247Д, КД257В— КД257Д КД258В—КД258Д [8].
    Цепь R2C6 однозначно определена изготовителем ТОР22х, конденсатор С6 — любой оксидный алюминиевый (автор использовал К50-35).
    О выборе элементов обратной связи поговорим несколько позже.
    Для выбора выпрямительного диода VD5 нужно знать прикладываемое к нему обратное напряжение UVD5. Его можно рассчитать по формуле:

    В [3] рекомендовано устанавливать в качестве VD5 диод Шот-тки с запасом по обратному напряжению и допустимым током в 3 раза больше выходного (в данном случае на 60 В и 15 А). Среди доступных была выбрана относительно недорогая сборка SR1660 из двух диодов на напряжение 60 В и ток каждого диода 16 А. Вполне подойдут аналогичные сборки КД636АС (60 В, 15 А), КД270ВС (75 В, 7,5 А), КД271ВС (75 В, 10 А), КД272ВС (75 В, 15 А) [9]. Применять диоды на большее обратное напряжение нецелесообразно, поскольку для них увеличивается прямое падение напряжения.
    Конденсатор фильтра С8 устанавливается исходя из емкости не менее 330 мкФ на 1 А выходного тока [3], очень желательно — с малым последовательным сопротивлением (серий LZ). Из-за отсутствия такого конденсатора автором установлен конденсатор общего применения фирмы Tree. Рабочее напряжение конденсатора должно превышать выходное не менее, чем на 25 %.
    Обратное напряжение для диода VD4 рассчитывается аналогично:

    Здесь также желательно установить диод Шоттки с запасом по напряжению. Использован SR106 (60 В, 1 А), подойдет MBR160 с теми же параметрами или обычный диод 1N4148, КД509А, КД510А, КД521А, КД522Б.
    Емкость конденсатора С7 задана равной 0,1 мкФ.
    Цепь стабилизации выходного напряжения на микросхеме DA3 собрана по схеме, рекомендованной изготовителем. Номинал R10 увеличен относительно стандартного 200 Ом. По-видимому, рекомендованный изготовителем резистор 200 Ом служит начальной нагрузкой преобразователя для работы на холостом ходу. В данном преобразователе хорошей начальной нагрузкой являются цепь стабилизации выходного тока и вентилятор М1. О назначении и выборе других элементов рассказано при описании рис. 13, б.
    Оптрон должен быть с одиночным (не составным) фототранзистором и допускать входной и выходной токи до 10 мА. Использован сдвоенный оптрон CNY74-2, его отечественным аналогом является АОТЮ1БС-
    Второй канал оптрона работает в стабилизаторе выходного тока. Резистор R5 является токоизмерительным, падение напряжение на нем при выходном токе 5 А составляет 0,2 В, рассеиваемая мощность — 1 Вт. Он изготовлен из четырех параллельно включенных отрезков высокоомного провода от проволочного резистора, изогнутых в виде буквы М и впаянных в отверстия печатной платы.
    Для того, чтобы поднять напряжение на R5 до порога открывания транзистора VT1, использован делитель VD6, R7, R8. Диод VD6 также осуществляет температурную компенсацию порогового напряжения транзистора VT1. Ток через делитель выбран исходя из того, что он должен превышать минимально необходимый ток нагрузки микросхемного стабилизатора DA2, составляющий около 2 мА. Назначение резисторов R4, R6 и конденсатора С9 такое же, как и соответствующих элементов R10, R6 и С12 в канале стабилизации напряжения.
    Двуцветный светодиод HL1 служит для индикации режима работы источника питания.
    Пока выходной ток преобразователя менее 5 А, работает канал стабилизации напряжения и напряжение на выходе поддерживается на уровне 14,5 В, светится красный кристалл светодиода. Если к преобразователю подключить нагрузку с сопротивлением менее 2,88 Ом, падение напряжения на резисторе R5 откроет транзистор VT1 и ток ограничится на уровне 5...5,5 А. Красный кристалл гаснет, зажигается зеленый. Если быть более точным, зеленый кристалл начинает светиться при токе более 4 А, но пока светится красный, выходное напряжение стабильно. Поэтому более информативна установка двух светодиодов разного цвета свечения, например, LH2040/T2 (красный) и LG2040/T2 (зеленый).
    Преобразователь защищен от замыкания выхода, как это указывалось выше, свойствами примененной микросхемы. Предохранитель FU2 служит для его защиты при неправильной полярности подключения аккумулятора.
    Преобразователь напряжения собран на печатной плате размерами 65x85 мм из односторонне фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм (рис. 16). При разработке платы было учтено, что для обеспечения устойчивой работы микросхем серии ТОР22х необходимо, чтобы печатные проводники к выводу истока от силовой цепи (VD1, С4, С5) и от цепи управления (С6, С7, Т1) подходили с разных сторон. Для улучшения отвода тепла от диода VD2 площадки у его выводов максимально увеличены.

    Микросхема DA1 и диодная сборка VD5 установлены на общий игольчатый теплоотвод через изолирующие прокладки с применением теплопроводящей пасты. Теплоотвод имеет габаритные размеры 66x33x19 мм, число игл равно 78. Он закреплен на плате при помощи двух винтов М2, через них же теплоотвод соединен с общим проводом вторичной цепи. Для подключения сетевых проводов, нагрузки и плюсового вывода вентилятора в плату впаяны штырьки диаметром 1 мм от разъема 2РМ. Вентилятор установлен на теплоотводе симметрично относительно его ребра при помощи двух серповидных деталей, изготовленных из такого же стеклотекстолита. В результате половина воздушного потока поступает на иглы теплоотвода, половина — охлаждает трансформатор Т1 и другие элементы преобразователя. Эффективность охлаждения такова, что нагрев теплоотвода при полной выходной мощности едва заметен. Резистор R3 подпаян к контактным площадкам стеклотекстолитовых деталей крепления «в тени» мотора вентилятора. Через одну из деталей он соединен с теплоотводом и, следовательно, с общим проводом.
    Плата блока питания установлена в металлическую коробку с габаритами 90x90x55 мм и закреплена на ее крышке при помощи стоек длиной 43 мм. На крышке установлены предохранители, в ней выполнены отверстия под светодиод и вентилятор, последнее прикрыто декоративной решеткой. Провода с сетевой вилкой и с зажимами для подключения к аккумулятору выведены через отверстия крышки. В стенке коробки напротив теплоотвода и в противоположной стенке просверлено по 21 отверстию диаметром 6 мм.
    Настройка собранного из исправных деталей преобразователя напряжения заключается в установке выходного напряжения и порога ограничения тока. Перед первым включением следует движки подстро-ечных резисторов R7 и R12 нужно установить в нижнее и верхнее по схеме положения соответственно (на плате — по часовой стрелке до упора). Подав через ЛАТР (предохранитель FU1 обязателен) на сетевой вход переменное напряжение и повышая его от нуля, следует убедиться, что постоянное напряжение на выходе также повышается и при входном напряжении более 40...45 В стабилизируется на уровне, несколько меньшем 14 В. Резистором R12 нужно установить выходное напряжение порядка 14,5... 14,6 В. Должен светиться красный кристалл светодиода.
    Затем необходимо повысить входное напряжение до 220 В и подстройкой резистора R12 уточнить значения выходного напряжения 14,5...14,6 В. Надо подключить к выходу через амперметр нагрузочный резистор 2,4 Ом 75 Вт или разряженный аккумулятор и резистором R7 установить выходной ток 5,2...5,4 А. Должен светиться зеленый кристалл светодиода.
    Далее следует проверить работу преобразователя в режиме короткого замыкания, для чего выключить его, замкнуть выходные зажимы и снова включить в сеть. Примерно раз в секунду должен слегка вспыхивать зеленый кристалл светодиода и может слышаться короткий щелчок, возникающий из-за магни-тострикционного эффекта сердечника трансформатора. Если замкнуть выходы работающего преобразователя, может сгореть (а может и не сгореть) предохранитель FU2.
    Однако, учитывая высокую стоимость микросхемы TOP225Y и других элементов устройства, проверку рекомендуется проводить так. Установить на плату все детали, кроме трансформатора Т1, вентилятора и резистора R3. Резистор R5 следует временно впаять с сопротивлением 10 Ом. Вместо обмотки I трансформатора впаять резистор 1 кОм мощностью 2 Вт. Соединить между собой минусовые выводы конденсаторов С4—С6 и С8. Движки подстроенных резисторов R7 и R12 установить в исходные положения, как указано выше.
    Подать на вход переменное напряжение 40...50 В через разделительный трансформатор или постоянное 50...70 В. Проверить наличие на выводе стока микросхемы пачек импульсов отрицательной (относительно плюса С4, С5) полярности, следующих с частотой около 1 Гц, а на выводе «Упр.» сигнала — по форме рис. 7, б. Если это не так, неисправны входные цепи или микросхема DA1. Отключить входное напряжение.
    Соединить между собой аноды диодов VD4 и VD5 и подключить их к плюсу источника постоянного регулируемого напряжения, минус источника соединить с минусовыми выводами конденсаторов С4—С6 и С8- Далее плавно увеличивать напряжение на выходе источника постоянного напряжения от нуля, контролируя ток потребления и не допуская его увеличения сверх 50 мА. При напряжении около 14 В должен засветиться красный кристалл светодиода. Следует подстроить резистор R12 так, чтобы включение светодиода происходило при напряжении 14,5...14,6 В. Если не удастся получить указанный эффект, неисправны цепи, связанные с микросхемой DA3, оптрон U1 или светодиод.
    Уменьшить напряжение до погасания светодиода. Подключить к выходу резистор сопротивлением 680 Ом, должен засветиться зеленый кристалл светодиода. Установить движок R7 на грани зажигания зеленого кристалла. Если такая регулировка не удается, неисправны цепи, связанные с транзистором VT1, оптрон U1 или светодиод.
    Теперь можно установить штатный резистор R5 и трансформатор. При распайке трансформатора можно считать началами обмоток выводы, выходящие из его верхней по отношению к плате части и подпаять их к анодам соответствующих диодов (VD3 — VD6).
    Далее проверку следует продолжить с начала ее описания, снова установив движки резисторов R7 и R12 в исходные состояния.
    Было изготовлено два экземпляра таких устройств — на микросхемах TOP225Y и TOP224Y. Их нагрузочные характеристики практически не отличались между собой (рис. 17). Различие преобразователей сказалось лишь при уменьшении сетевого напряжения. Преобразователь на микросхеме TOP225Y при полной нагрузке снижал свое выходное напряжение на 30 мВ при уменьшении сетевого до 115 В, после чего переходил в режим прерывистой генерации. Преобразователь на TOP224Y снижал выходное напряжение на 100 мВ при сетевом 145 В.

    Общий вид импульсного зарядного устройства представлен на первой странице обложки журнала, а фото смонтированной печатной платы — на рис. 18.

    На основе описанного преобразователя напряжения можно изготовить источник питания 12 В, 6 А, уменьшив число витков обмотки II до 9, а сопротивление резистора R11 — до 39 кОм. Цепи ограничения тока можно удалить, а можно и оставить.
   
   

TOP221Y, TOP221P, TOP222Y, TOP222P, TOP223Y, TOP223P,TOP224Y, TOP224P, TOP225Y, TOP226Y, TOP227Y

    Комплектующие для импульсных блоков питания на АЛИ, которые уже куплены или планируется покупать:
    Малогабаритные разъемы для подключения сети брал ЗДЕСЬ двухпиновые. Довольно плотно садятся на впаемого в плату папу. Вариантов у продавца довольно много. Расстояние между пинами 5,08 мм.
    Предохранители для пробы я покупал ЗДЕСЬ набором из нескольких типов по 10 штук. В принципе остался весьма доволен.
    Фильтры первичного питания покупал двух видов - UU9.8 и UU10.5. Фильтры имеют разную индуктивность, поскольку намотаны проводами с разным диаметром и разное количество витков. Если индуктивность не большая значит провод имеет большее сечение и может использовать в более мощном блоке питания. Для UU9.8 и UF9.8 картина выглядит следующим образом:
   5 mH - диаметр провода 0,35 мм
   10 mH - диаметр провода 0,27 мм
   30 mH - диаметр провода 0,2 мм
   Дальше уже в зависимости от желаемой плотности тока - не трудно определить какой максимум через тот или иной фильтр можно пропускать.
   Установочные размеры приведены ниже:

   Для более крупного фильтра UU10.5 или UF10.5
   5 mH - диаметр провода 0,5 мм
   10 mH - диаметр провода 0,5 мм
   20 mH - диаметр провода 0,37 мм
    Варисторы для мелких блоков питания я заказывал ЗДЕСЬ. На заводских устройствах чаще всего попадаются 471, это означает, что он сработает при достижении амплитуды сетевого напряжения 471 вольт, т.е. электролитический конденсатор успеет зарядиться именно до этого напряжения. С одной стороны логика в этом есть - переменное напряжение будет составлять 333 вольта - однозначно обрыв одной фазы на подстанции. С другой стороны например телевизоры LG проводили рекламную шумиху по поводу адаптации своих устройств под Российские сети в которых возможен серьезный перекос фаз и входное напряжение может достигать 290 вольт по переменке. Это заряд электролита первичного питания до величины 410 вольт. Электролиты на 400 вольт уже начинают работать на технологическом запасе, если таковой имеется. Если нет - начинают греться и в конечном итоге их разрывает, заливая плату жижей.
    Адаптация от LG как раз и заключается в том, что они использовали варисторы 431 серии, т.е. на 431 вольт амплитуды ( 305 вольт сетевого ) и электролитические конденсаторы на 450 вольт. Разумеется и витки первичной обмотки сетевого трансформатора были пересчитаны. В случае аварийной ситуации ремонт подобных телевизоров заключался в замене варистора - его разрывало и установкой нового предохранителя. Ни блок питания, ни строчная раpвертка не выходили из строя.
    Собственно по этой причине я всегда беру варисторы серии 431 и по возможности электролиты на 450 вольт.
    В этом сезоне покупались три вида электролитов для первичного питания:
    33 мкФ 450 В, 47 мкФ 450 В и 100 мкФ 450 В.
    Общие впечатления от этих конденсаторов - могло бы быть и лучше. ESR практически у всех больше 0,5 Ома, емкость меньше заявленной на 3...10%. В диапазон погрешности по емкости оно как бы укладывается, но укладывается в меньшую сторону.
    Конденсаторы на большую емкость не покупал давненько - еще есть запасы Б/У, поэтому тут уже самостоятельно.
    Диодные мосты покупались давно, поэтому результаты поиска того, что использовалось за последние пару лет:
    DB107 - корпус DIP-6 без ног в середине, 700 вольт, 1 ампер, имеет довольно крутую характеристику зависимости максимального тока от температуры, но до 150 градусов.
    2W10 - корпус RB-20, 700 вольт, 2 ампера, тоже максимальный ток сильно падает от прогрева и не выше 125 градусов.
    KBP307 - 700 вольт, 3 ампера, корпус для вертикального монтажа.
    KBPC610 - горизонтальный монтаж, имеется отверстие для установки радиатора, 700 вольт, 6 ампер.
    KBU1010 - 700 вольт, 10 ампер, вертикальный монтаж. По сути их использую чаще всего - для емкости первичного питания 470 мкФ даже не надо городить софтстарт, но сетевой выключатель нужн хорошего качества - искра все таки приличная.
    Супрессоры - скоростные ограничители напряжения с выраженной нелинейной вольт-амперной характеристикой. Используются для краткосрочного ограничения напряжения, в частности подавления импульсных выбросов. Самых популярных два вида - P6KExx и 1.5KExx. Вместо хх обозначется напряжение ограничения напряжения. P6KE имеют мгновенное рассеивание мощности до 600 Вт, среднее не более 5 Вт, а 1.5KE способны мгновенно рассеять 1500 Вт и среднее значение не более 6,5 Вт. Я заказывал довольно много разновидностей в прошлом месяце и причины я сейчас поясню.
    Итак, уже было оговорено, что первичное напряжение не може подняться выше того, которое ограничивает входной вариатор, а это 431 вольт. Для упрощения останавливаемся на 450 вольтах, чтобы иметь некоторый запас.
    Большинство специализированных микрсохем для обратноходовых блоков питания имеет максимально напряжение равное 700 вольтам. Следовательно выброс обратного напряжения ни коим образом не должен превышать 700 - 450 = 250 вольт. Производитель Power Integrations рекомендует использовать со своими микросхемами семейства TOPSwitch-II к которым относятся описываемые в статье микросхемы супрессоры P6KE200 - ограничение 200 вольт. Другими словами при использовании варистора на 431 вольт остается еще 50 вольт запаса.
    Если же в блоке питания используется внешний транзистор, например FQPF8N80 или FQPF12N80, то супрессор можно изменить на более высоковольтный, поскольку эти транзисторы имеют максимальное напряжение сток-исток 800 вольт. Это приведет к уменьшению выделяемого тепла на супрессоре.
    В коментах под видео о блоках питания возникали различного рода умности, мол нужно правильно считать, мотать, использовать чертежи заводских блоков питания.
    Я извиняюсь, но комплексом неполноценности я не страдаю, поэтому серьезно обращать внимание на подобного рода изречения я не собираюсь. Во первых заводские блоки питания проектировали либо люди, либо машины по определенным, заданным людьми параметрам. То, что это единственный вариант разводки печатной платы верят лишь малоопытные клонеры чужих схем.
    Да, можно в качестве основы использовать заводские платы и на основе их разводки делать платы под свои нужды. Такое я практикую и даже часто, но не всегда, поскольку не факт, что заводская разводка единственно возможная. Она просто заточена под те условия, которые необходимы для данного устройства. А что разводка не всегда идеальна, а иногда и довольно убога говорит тот факт, что на готовых платах довольно часто попадаются "доработки" - перезанные дорожки, проброшенные дополнительные провода, время от времени присылаемые заводами-изготовителями письма в сервисные центры, мол надо по мере поступления продукции что-то допаять или наоборот - разрезать, поменять какой нибудь номинал.
    Когда мне отгрузили с полсотни блоков питания от Триколоровских тюнеров проблем вообще не было - разобрал трансформатор, перемотал под свои нужды, по мотивам их же платы развел свою и пользуешься в свое удовольствие. Но блоки питания кончились, а необходимость в них осталась. Покупать ферриты и остальную комплектуху у нас конечно же можно, если нужен один прибор для себя любимого и денег не жалко.
    А если нужна серия с конкурентноспособной ценой? Даже 10 штук уже довольно сильно бьет по карману, поскольку подавляющее число магазинов торгует ЗАПЧАСТЯМИ, следовательно для ремонта устройства стоимостью 2-3 тыра отдать 300 рублей на ЗАПЧАСТИ не дорого. Если же затевается даже единичное производство, то тут уже правила радикально меняются - отдать 88 рублей за один FQPF8N80 в Ростове или 210 рублей за 10 штук из Китае это ощутимо - разница в цене практически в 4 раза.
    Да, могут выслать некондицию или отбраковку, это безусловно. Поэтому распаковку и проверку параметров необходимо делать на камеру и в случае проблем списываться с продавцом или открывать спор.
    Конечно же мне проще - у меня рейтинг покупателя максимальный, поскольку я на Али покупаю ОЧЕНЬ часто, всегда снимаю распаковки и всегда пишу отзывы. Если возникают проблемы перед открытием спора я всегда связываюсь с продавцом.
    Но вернемся к блокам питания - нагрев супрессора, нагрев микросхем и транзисторов, нагрев феррита.
    Феррит может греться либо из за добавок, которые не способны работать на тех частотах, на которых его заставляют работать, либо из за слишком сильного магнитного поля, в нем матыляющегося. Безусловно феррит может нагреваться до температуры выше 100 градусов и своих свойств почти не изменять, но нагрев трансформатора даже до 80-ти градусов приводит к ускоренному старению лака, которым покрыт обмоточный провод.

    А максимальная температура у лака составляет 120 градусов. О каком нагреве до 100 градусов можно разговаривать?
    Греется супрессор - пусть греется? Да, температура кристалла супрессора может достигать 175 градусов, но так ли полезно это для кристалла?
    Еще в эпоху медленных процессоров я интересовался разгоном и перелопатил уйму материала на эту тему. Много интересного зачерпнул и самое главное выучил - температура кристалла кремния не должжна превышать 75 градусов. Каждые следующие 10 градусов свыше сокращают срок службы в 2 раза. Если корпус супрессора нагревается до 95 градусов он прослужит в 4 раза меньше от того, что мог бы.
    Почему он греется? Вероятней всего из за того, что выбросы обратного напряжения несколько больше расcчетного значения, а это уже показатель намагничиваемости феррита.
    Выходов из ситуации как обычно несколько:
    - купить феррит у официальных поставщиков и офигеть от его стоимости, как минимум, а как максимум - офигеть от того, что ни чего не изменилось, кроме себестоимости.
    - установить на супрессор радиатор за 12 рублей штука, посадив его на термогерметик.
    - разделить тепло на два супрессора, для этих нужд я заказывал P6KE120 - два последовательно - ограничение по напряжению 240 вольт, при первичной постоянке 450 вольт еще остается 10 вольт запаса до того, как даже 700 вольтовые микросхемы начнут испускать дух, но по факту этот запас несколько больше, поскольку варистор устанавливается сразу после предохранителя, а дальше фильтр первичного питания на котором есть какое то падение напряжения, возможно термистор, диодный мост, на котором тоже остается пара вольт и в результате получаем, что варистор 431 сработает до того, как напряжение на конденсаторе достигнет 430 вольт. К этим 430 вольтам добавляем 240 вольт ограничения супрессора и получаем уже 30 вольт запаса до максимального значения. Кроме этого завышенное ограничение обратного напряжение снизит нагрев обоих супрессоров.
    - разделить тепло между супрессором и клампером - резисторы от температуры практически не деградируют, да и кратковременная перегрузочная способность резисторов на высоте.
    - использовать более мощные супрессоры 1.5KE, способные рассеивать не 5, а 6,5 Вт тепла.
    Греется микросхема - пусть греется? По температурному режиму я уже высказался. Мне не нужны приборы, которые принесут в ремонт даже через год. Самый выпендрежный прибор, который я собирал в середине-конце 90-х был этот ТЕРМОРЕГУЛЯТОР. На него я давал гарантию 10 лет, было собрано более 50 штук, по гарантии вернулось 3 и то с оторванными или переломанными терморезисторами. Этот результат пока мной не превзойден и уже вряд ли будет, тем не менее я всегда стараюсь следовать правилу ПРОДАЛ И ЗАБЫЛ.
    Именно по этой причине и на микросхемы TOP224PN я ставил радиаторы. Если кто то считает, что площади печатного проводника достаточно, что об этом пишет производитель в техдокументации, то пусть считает.
    Я считаю, что купленные на Али микросхемы, работающие на купленные на Али ферриты не должны нагреваться выше 80-ти градусов. Опять же это чисто мое мнение, что 8 ног с поперечным сечением 0,15 мм2 не смогут отдать в плату тепла больше, чем отдает кристалл в корпус микросхемы, на котором установлен радиатор.
    По поводу ферритов - купленные ферриты без зазоров, а для обратноходовых источников питания в магнитопроводе должен быть зазор. Лист офисной бумаги для принетра имеет толщину 0,1 мм, складывая его в несколько раз можно сформировать необходимый зазор. Однако в свете необходимости обратноходов нескольких мощностных категорий и наличие ферритов от телевелионных блоков питания купил измеритель зазоров. Повертев эту игрушку в руках, вспомнив басню про мартышку и очки разобрал этот измеритель зазоров и выбрав полоски с шагом 0,05 мм собрал их на куске провода - так теперь можно складывая не рядом стоящие щупы добиться более точного измерения. Остальное валяется на полке.

   
   
    Кроме всего прочего есть пакет программ для расчета параметров блоков питания на этих микросхемах. Пакет несколько раз обновлялся - из него убирали "устаревшие" контроллеры и добавляли новые. Все версии, которые удалось найти сложены ЗДЕСЬ.