МЕНЮ

 

  ПОИСК ПО САЙТУ

УПРАВЛЕНИЕ СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ ИМПУЛЬСНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ
    ПРИ ПОМОЩИ TL494

СТАТЬЯ ПОДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВЕ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА и В. Б ЛЮБИЦКОГО "БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ СИСТЕМНЫХ МОДУЛЕЙ ТИПА IBM PC-XT/AT" ИЗДАТЕЛЬСТВА «ЛАД и Н»

СИЛОВОЙ КАСКАД

    Построение силового каскада производится в подавляющем большинстве случаев по двухтактной полумостовой схеме и мало отличается в разных вариантах схем ИБП. Основное различие здесь заключается в схемотехнических решениях построения базовых цепей силовых ключевых транзисторов. Конфигурация этих цепей выбирается такой, чтобы обеспечить оптимальный для применяемых транзисторов режим переключения. При этом главным показателем эффективности переключения являются минимальные динамические потери мощности на ключевых транзисторах. При построении базовых цепей силового каскада учитываются следующие факторы:
    • величина коэффициента усиления по току применяемых транзисторов;
    • обеспечение оптимальной скорости нарастания и спада тока базы при переключении;
    • время рассасывания избыточных носителей в базе при запирании транзисторов (инерционность).
    Примеры построения базовых цепей силовых каскадов приведены на рис. 22, 23.

Конфигурация базовых цепей силовых транзисторов с самовозбуждением
Рисунок 22. Конфигурация базовых цепей силовых транзисторов в ИБП GT-200W(a), SMPS 5624-ISM (б), GT-150W (в) с самовозбуждением.

Конфигурация базовых цепей силовых транзисторов в импульсных блоков питания с принудительным возбуждением
Рисунок 23. Конфигурация базовых цепей силовых транзисторов в импульсных блоков питания PS-200B (a), ESP 1003R (б), Appis (в), PS-6220C (г) с принудительным возбуждением.

    Необходимо отметить, что конфигурация базовых цепей определяется еще и типом схемы запуска. Если в данном ИБП использована схема с самовозбуждением, то базовый для силовых транзисторов делитель обязательно имеет связь с шиной Uep (+310В), чтобы через него мог протекать начальный ток, являющийся первопричиной развития лавинообразного процесса открывания одного из транзисторов. ЭДС на вторичных обмотках управляющего трансформатора в первый момент после включения еще отсутствует. Поэтому, чтобы низкоомное сопротивление обмоток не шунтировало бы управляющие переходы база-эмиттер силовых ключей, приходится включатьразвязывающие диоды. Как видно из рис. 22, любая конфигурация базовых цепей при схеме запуска с самовозбуждением включает в себя эти диоды. На рис. 22,а - это D3, D4; на рис. 22,6 - это D4, D5; на рис. 22,в -это D7, D8. Если в ИБП используется схема запуска с принудительным возбуждением, то связи базовых цепей с шиной Uep нет, и развязывающие диоды отсутствуют (рис. 23).
    Рассмотрим один период работы силового каскада, построенного по двухтактной полумостовой схеме на примере ИБП KYP-150W (Тайвань) (рис. 24). На этом рисунке показан весь преобразовательный тракт, что позволяет получить более полное представление о работе силового каскада. Эпюры напряжений и токов, поясняющие работу преобразовательного тракта, приведены на рис. 25.

Преобразовательный тракт импульсного блока питания KYP-150W
Рисунок 24. Преобразовательный тракт импульсного блока питания KYP-150W.

Сквозные временные диаграммы, поясняющие работу преобразовательного тракта импульсного блока питания KYP-150W
Рисунок 25. Сквозные временные диаграммы, поясняющие работу преобразовательного тракта импульсного блока питания KYP-150W.
1), 2) - напряжения на выходах управляющей микросхемы TL494;
3), 4) - напряжения на коллекторах транзисторов согласующего каскада;
5) - напряжение в средней точке первичной обмотки управляющего трансформатора;
6), 7) - напряжения на вторичных обмотках управляющего трансформатора;
8) - напряжение в средней точке транзисторной стойки силового полумоста;
9) - ток через первичную обмотку силового импульсного трансформатора;
10), 12) - напряжения на вторичных обмотках силового импульсного трансформатора;
11) - выпрямленное напряжение в положительных каналах;
13) - выпрямленное напряжение в отрицательных каналах.

    Силовые транзисторы Q1 и Q2 открываются поочередно. При этом управляющее напряжение, подаваемое на базы Q1, Q2 сформировано таким образом, что всегда имеется "мертвая зона", когда оба транзистора закрыты (рис. 25, диаграммы 6,7).
    Этим предотвращается режим сквозного тока через Q1 и Q2, который приводит к выходу их из строя.
    Когда транзистор Q4 согласующего каскада закрывается (момент t0), на выводе 4 управляющего трансформатора Т2 возникает (+)ЭДС относительно вывода 5, и в базу силового транзистора Q1 начинает протекать ток по цепи: 4 Т2 - D4 -R11 -R12-R7-6-3Q1-5T2.
    Этим током Q1 открывается до насыщения и через первичную обмотку 1-2 силового импульсного трансформатора Т4 протекает нарастающий ток по цепям: Ltep - к-э Q1 - 5-6 Т2 - 1-2 Т4 - СЮ - 2-1 ТЗ-С6 -"общий провод " первичной стороны, (+)С5 - к-3Q1-5-6T2- 1-2 Т4 - СЮ - 2-1 ТЗ - (-)С5.
    При этом сердечник трансформатора намагничивается, С5 частично разряжается, а С6 подзаряжается.
    Одновременно (в тот же момент to) на выводе 7 Т2 возникает (-)ЭДС относительно вывода 8. Этим отрицательным потенциалом надежно запирается и поддерживается в этом состоянии второй силовой транзистор (Q2).
    Далее запирающий импульс на базе транзистора Q4 согласующего каскада заканчивается, и он резко открывается (момент ti). Это приводит к такому же резкому закрыванию силового Q1. Потенциал его эмиттера скачком уменьшается. Однако такое резкое прерывание тока через первичную обмотку силового трансформатора Т4 вызывает на ней выброс ЭДС самоиндукции, положительным потенциалом на выводе 2 относительно вывода 1.
    На этом этапе происходит частичный возврат энергии, запасенной в индуктивности рассеяния трансформатора в питающий источник (рекуперация). Диод D2 предназначен для создания пути протекания тока рекуперации, который замыкается по цепи: 2 Т4 - СЮ - 2-1 ТЗ - С6 - "общий провод" - D2-5-6 Т2 - 1 Т4.
    При этом конденсатор С6 подзаряжается. Кроме того, если не предусмотреть включение диода D2, то при запирании транзистора Q1 транзистор Q2 оказывается в инверсном режиме, что нежелательно, т.к. параметры транзистора в этом режиме не соответствут техническим условиям на него.
    Далее длится "мертвая зона" (trt2), когда оба силовых транзистора Q1, Q2 заперты, и ток через первичную обмотку силового трансформатора не протекает.
    В момент t2 резко закрывается транзистор Q3 согласующего каскада. Это приводит к появлению положительного полюса ЭДС взаимоиндукции на выводе 7 управляющего трансформатора Т2 относительно вывода 8, и в базу транзистора Q2 начинает протекать ток по цепи: 7 Т2 - D3 - R10 -R8-6-3Q2- "общийпровод"- 8 72.
    Этим током Q2 резко открывается до насыщения и через первичную обмотку 1-2 силового трансформатора Т4 начинает протекать нарастающий ток, противоположного предыдущему случаю направления по цепям:
    Uep - C5 - 1-2 T3 - СЮ -2-1T4- 6-5 T2 - к-э Q2 -"общий провод".
    (+)С6 - 1-2 ТЗ - СЮ - 2-1 Т4 - 6-5 Т2 - к-э Q2 -"общий провод" (Ч) Сб.
    При этом сердечник трансформатора намагничивается в противоположном направлении (область отрицательных значений индукции), конденсатор С6 частично разряжается, а С5 подзаряжается.
    Одновременно (в тот же момент t2) на выводе 4 Т2 возникает отрицательный полюс ЭДС взаимоиндукции, относительно вывода 5.
    Этим отрицательным потенциалом надежно запирается и поддерживается в этом состоянии силовой транзистор Q1.
    В момент ts запирающий импульс на базе транзистора Q3 согласующего каскада заканчивается, и он резко открывается. Это приводит к такому же резкому закрыванию силового транзистора Q2. Однако такое резкое прерывание тока через первичную обмотку 2-1 силового трансформатора Т4 вызывает выброс ЭДС самоиндукции на ней. На этом этапе вновь происходит рекуперация запасенной в индуктивности рассеяния Т4 энергии. Однако ток рекуперации замыкается теперь через диод D1 по цепи: 1 Т4 - 6-5 Т2 - D1 - "шина" Uep -С5-1-2ТЗ-С10-2Т4.
    При этом конденсатор С5 подзаряжается.
    Далее опять длится "мертвая зона" (t3 - U), когда оба силовых транзистора Q1, Q2 закрыты, и ток через первичную обмотку 1-2 Т4 не протекает. В момент t4 вновь резко закрывается транзистор Q4 согласующего каскада, и процессы повторяются.
    Конденсатор СЮ ликвидирует асимметрию схемы из-за разности потенциалов средних точек транзисторной и емкостной "стоек", возникновение которой возможно по целому ряду причин. Это приводит к несимметрии полуволн напряжений на обмотках МВТ. Если эта несимметрия достаточно велика, то МВТ может работать с магнитным насыщением сердечника, что приведет к увеличению импульсов коллекторного тока одно-то из транзисторов и возрастанию динамических потерь на нем с возможным последующим выходом транзистора из строя.
    Поэтому конденсатор СЮ, устраняя возможную постоянную составляющую тока через первичную обмотку МВТ, является элементом, предотвращающим подмагничивание его сердечника.
    Цепочка C7/R9, включенная параллельно первичной обмотке Т4, демпфирует паразитные высокочастотные колебания, возникающие в паразитном колебательном контуре, состоящем из индуктивности рассеяния первичной обмотки Т4 и ее межвитковой емкости, в момент закрывания транзисторов Q1 и Q2. При этом С7 увеличивает общую емкость паразитного контура, снижая таким образом частоту паразитного колебательного процесса. R9 снижает добротность этого контура, способствуя быстрому затуханию колебаний (практически после первого полупериода). Такие цепочки называются успокаивающими или RC-поглотителями.
    Рассмотрим конфигурацию базовых цепей силовых транзисторов.
    Конденсаторы С8, С9 выполняют функцию форсирующих емкостей и ускоряют процессы переключения силового транзистора. Это происходит следующим образом. При появлении открывающего импульса на обмотке 4-5 DT (положительный потенциал на выводе 4 относительно вывода 5) разряженный конденсатор С9 обеспечивает подачу в базу Q1 входного отпирающего тока с крутым фронтом, превышающим в 1,7-2,2 раза его установившееся значение. Поэтому начальный импульс базового тока, замыкаясь через С9, обеспечивает ускоренное отпирание Q1. С9 при этом заражается положительным потенциалом на левой (по схеме) обкладке. Когда С9 зарядится почти до уровня ЭДС, действующей на обмотке 4-5 DT, ток через него перестает протекать, и в дальнейшем базовый ток Q1 замыкается через D4 и R11 (установившееся значение).
    Как уже отмечалось ранее, особенность управляющего напряжения, подаваемого на базы силовых транзисторов, заключается в обязательном наличии "мертвой зоны". Поэтому когда открывающий импульс на базе транзистора Q1 заканчивается, то ЭДС на базовой обмотке 4-5 DT исчезает. Если бы конденсаторы С8, С9 отсутствовали, то через общий базовый делитель обоих силовых транзисторов во время "мертвых зон" протекал бы ток с шины выпрямленного напряжения сети, который создавал бы на резисторах делителя падения напряжения, прямо смещающие эмит-терные переходы транзисторов Q1, Q2. Другими словами, полностью закрыть транзисторы на время "мертвой зоны" не удалось бы, а во время "мертвых зон" в схеме развивался бы процесс первоначального запуска (см. ранее). Однако в схеме имеются конденсаторы С8 и С9. Конденсатор С9 за время открытого состояния транзистора Q1, как было отмечено, заряжается. Поэтому, когда ЭДС на обмотке 4-5 DT исчезает (на время "мертвой зоны"), напряжение с конденсатора С9 прикладывается к эмиттерному переходу транзистора Q1 в закрывающей полярности и, форсированно закрывая последний, надежно поддерживает его в закрытом состоянии до окончания "мертвой зоны", когда на обмотке 4-5 DT появится импульс ЭДС отрицательной полярности. Эта ЭДС включена согласно с напряжением на конденсаторе С9 и надежно поддерживает транзистор Q1 в закрытом состоянии все время, пока открыт и проводит транзистор Q2. Когда открывающий импульс на базе транзистора Q2 заканчивается, то он закрывается и поддерживается в закрытом состоянии за счет напряжения на конденсаторе С8 в течение всей следующей за этим "мертвой зоны". Отрицательный импульс ЭДС на обмотке 4-5 DT, поддерживающий транзистор Q1 в закрытом состоянии, исчезает одновременно с закрыванием транзистора Q2. Поэтому на протяжении "мертвой зоны", предшествующей открыванию транзистора Q1 (следующей за закрыванием транзистора Q2), он опять закрыт отрицательным напряжением с конденсатора С9. Далее вновь появляется открывающий импульс на базовой обмотке 4-5 DT, транзистор Q1 проводит ток, а конденсатор С9 подзаряжается. Транзистор Q2 поддерживается в закрытом состоянии за счет отрицательного импульса ЭДС, действующего на базовой обмотке 7-8 DT (отрицательный потенциал на выводе 7 относительно вывода 8) и напряжения на конденсаторе С8. Когда открывающий импульс на базе транзистора Q1 заканчивается, то ЭДС на обеих базовых обмотках 4-5 и 7-8 DT исчезают, и на протяжении следующей за этим "мертвой зоны" транзистор Q2 закрыт за счет напряжения на конденсаторе С8, а транзистор Q1 -за счет напряжения на конденсаторе С9. Далее на базу транзистора Q2 вновь поступает открывающий импульс, и процессы повторяются. Т.о., каждый из силовых транзисторов за один период работы проходит следующий цикл состояний:
    • активное закрытое состояние за счет отрицательного напряжения на форсирующей емкости (во время "мертвой зоны", которая следует непосредственно за закрыванием данного транзистора);
    • активное закрытое состояние за счет управляющего импульса ЭДС отрицательной полярности и отрицательного напряжения на форсирующей емкости (во время проводящего состояния другого транзистора);
    • активное закрытое состояние за счет отрицательного напряжения на форсирующей емкости (во время "мертвой зоны", предшествующей открыванию данного транзистора);
    • состояние проводимости (за счет управляющего импульса ЭДС положительной полярности).
    Таким образом, основное назначение конденсаторов С8, С9 в базовых цепях силовых транзисторов - форсированное закрывание и поддержание в этом состоянии последних на время "мертвых зон". Временные диаграммы, поясняющие процесс формирования управляющих напряжений на базах силовых транзисторов, приведены на рис.26.

Формирование управляющих напряжений на базах силовых транзисторов
Рисунок 26. Формирование управляющих напряжений на базах силовых транзисторов.

    Диоды D3, D4 препятствуют шунтированию управляющих переходов база-эмиттер транзисторов Q1, Q2 низкоомным сопротивлением управляющих обмоток 4-5 и 7-8 DT в пусковом режиме.
    На рис. 25 (временная диаграмма 9) показана форма тока через первичную обмотку силового трансформатора. Такая форма обусловлена индуктивным характером полного сопротивления первичной обмотки. При подаче на индуктивность скачка напряжения, ток через нее, как известно, скачком измениться не может, а нарастает на начальном участке приблизительно линейно. Поэтому ток через первичную обмотку имеет вид пилообразных импульсов с линейно нарастающими передними фронтами. Прекращение нарастания тока определяется моментом закрывания силового транзистора, т.к. при этом первичная обмотка отключается от источника напряжения (шина Uep), и ток через нее протекать не может (кратковременно протекающий после запирания транзистора ток рекуперации в счет не идет). С уменьшением токовой нагрузки на ИБП изменяется не только ширина токовых импульсов, но и их амплитуда. Это объясняется тем, что за более короткий, чем ранее, промежуток времени ток не успевает достичь той же амплитуды при неизменной скорости нарастания. Скорость же нарастания тока через первичную обмотку импульсного трансформатора определяется ее индуктивностью и уровнем Uep, которые не меняются.

ВЫХОДНЫЕ ЦЕПИ

Рассмотрим особенности выходных каналов ИБП. Способ получения выходных напряжений блока может быть различным для разных схем. При этом напряжения основных (сильноточных) каналов +5В и +12В всегда получаются одним и тем же способом во всех схемах. Способ этот заключается в выпрямлении и сглаживании импульсных ЭДС со вторичных обмоток импульсного силового трансформатора. При этом выпрямление во всех двухтактных схемах осуществляется по двухполупериодной схеме со средней точкой. Этим обеспечивается симметричный режим пе-ремагничивания сердечника импульсного трансформатора, т.к. через вторичные обмотки протекает только переменный ток и, следовательно, отсутствует вынужденное подмагничивание сердечника, неизбежное в однополупериодных схемах выпрямления, где ток протекает через вторичную обмотку трансформатора только в одном направлении.
    Рассмотрим работу вторичной стороны на примере схемы ИБП KYP-150W (рис. 27).

Получение выходных напряжений в импульсного блока питания KYP-150W
Рисунок 27. Получение выходных напряжений в импульсного блока питания KYP-150W (TUV FAR EAST CORP)

    Поскольку все четыре выходных канала схемотехнически реализованы примерно одинаково, то ограничимся подробным рассмотрением работы только одного из них (канал +12В). Когда через первичную обмотку 1-2 силового трансформатора РТ протекает линейно нарастающий ток в направлении от вывода 1 к выводу 2, на вторичных обмотках РТ действуют ЭДС постоянного уровня. Полярность этих ЭДС такова, что на выводе 3 присутствует положительный потенциал ЭДС относительно корпуса. На выводе 7 этот потенциал будет отрицательным. Поэтому протекает линейно нарастающий ток по цепи: 3 РТ - верхний диод сборки BD2 - обмотка W2 дросселя L1 - дроссель 12 - конденсатор С21 -корпус - 5 РТ.
    Нижний диод сборки BD2 на этом интервале закрыт отрицательным напряжением на аноде, и ток через него не протекает.
    Помимо подзарядки конденсатора С21 происходит передача энергии на выход канала (поддерживается ток нагрузки). На этом же интервале времени в сердечниках дросселей L1, L2 запасается магнитная энергия.
    Далее ток через первичную обмотку силового трансформатора прерывается как результат закрывания силового транзистора (на схеме не показан). ЭДС на вторичных обмотках исчезают. Длится "мертвая зона". На этом интервале энергия, запасенная в дросселях L1, L2 передается в конденсатор С21 и в нагрузку. При исчезновении ЭДС на вторичных обмотках в дросселя" наводится ЭДС самоиндукции, стремящаяся поддержать ток прежнего направления. Поэтому ток подзарядки С21 во время "мертвой зоны" протекает по цепи: правый (по схеме) вывод L2 - С21 - корпус - 5-3 и 5-7 РТ - диоды BD2 - левый (по схеме) вывод W2L1.
    Ток этот - линейно спадающий во времени. Далее открывается второй силовой транзистор (на схеме не показан) и через первичную обмотку РТ начинает протекать линейно нарастающий ток противоположного предыдущему случаю направления (от вывода 2 к выводу 1). Поэтому полярность ЭДС на вторичных обмотках РТ также будет противоположной: на выводе 7 - положительный потенциал относительно корпуса, а на выводе 3 - отрицательный. Поэтому проводящим элементом на этом интервале будет теперь нижний диод сборки BD2, а верхний ее диод будет закрыт. Ток через обмотку W2, L1 и L2 опять будет линейно нарастающим и подзарядит конденсатор С21, а также поддержит ток нагрузки: 7 РТ - нижний диод BD2 - W2L1 - L2-C21 - корпус -5РТ.
    В сердечниках L1, L2 вновь накапливается магнитная энергия, которая опять передается в конденсатор С21 и нагрузку на интервале следующей за этим "мертвой зоны". Далее процессы повторяются. При этом разрядка конденсатора С21 на нагрузку происходит в течение всего периода работы.
    Из сказанного ясно, что силовая часть представляет собой комбинацию из двух прямоходо-вых преобразователей, образующих двухтактную схему.
    В качестве выпрямительных диодов в выходных цепях используются импульсные (высокочастотные) силовые диоды, которые кроме статических параметров, определяемых по вольтампер-ным характеристикам, характеризуются параметрами, определяющими их инерционные свойства при переключении с прямого тока на обратное напряжение. При смене полярности входного напряжения из-за инерционности процесса рассасывания избыточных носителей заряда, накопленных в базе за время открытого состояния, диод восстанавливает свое обратное сопротивление не мгновенно, а через некоторое время восстановления tBoc (trr). В течение этого времени диод остается открытым, и через него протекает обратный ток !обр., значение которого зависит от характера нагрузки выпрямителя и длительности фронта входного переменного напряжения. При этом пока диод не восстановит свое обратное сопротивление, импульсный трансформатор фактически работает в режиме короткого замыкания по выходу, что неблагоприятно сказывается на режиме работы силовых транзисторов и может привести к выходу их из строя, т.к. короткое замыкание на выходе ИБП приводит к резкому броску коллекторного тока через силовой транзистор в момент его переключения. Поэтому применяемые в качестве выпрямительных элементов диоды должны обладать минимально возможным временем восстановления, которое является одним из основных параметров выпрямительных диодов и характеризует их инерционные свойства.
    Для уменьшения динамических коммутационных потерь и устранения режима короткого замыкания при переключении в самом сильноточном канале выработки +5В, где эти потери наиболее значительны, в качестве выпрямительных элементов используется диодная сборка (полумост) из двух диодов Шоттки, например, СТВ-34, S15SC4M, S30D40C и т.п.
    Применение диодов Шоттки в канале выработки +5 В обусловлено следующими соображениями: диод Шоттки практически безынерционный прибор с почти мгновенным восстановлением обратного сопротивления (время обратного восстановления порядка 0,1мкс) при коммутации [однако они существенно медленнее, чем современные диоды с быстрым восстановлением (Ultrafast Recovery), применяемые нынче, и имеющие trr порядка 30..55нс - прим. АЛ]; прямое падение напряжение на диоде Шоттки равно примерно 0,4В в отличие от кремниевого диода с прямым падением напряжения в0,8-1,2В, что при токе нагрузки 15-20А дает дополнительный выигрыш в КПД ИБП.
    В канале выработки +12В обычно применяется либо диодная сборка из двух кремниевых диодов (полумост) типа С25, ESA С25-020 и т.п., либо два дискретных кремниевых диода.
    Применение диодов Шоттки в канале выработки напряжения +12В нецелесообразно, т.к. при обратном напряжении выше 50В (а в канале выработки +12В обратное напряжение достигает 60В!) диоды Шоттки плохо переключаются (значительно возрастают обратные токи) и практически не работают.
    В качестве выпрямительных элементов в каналах выработки -5В и -12В используются обычные кремнивые импульсные диоды, например, типа PXPR1002.
    Все выпрямленные напряжения сглаживаются LC-фильтрами.
    Получение выходных напряжений отрицательных каналов может быть различным. В некоторых схемах эти напряжения получают тем же способом, что и +5В и +12В, т.е. выпрямлением и сглаживанием импульсных ЭДС со вторичных обмоток силового трансформатора. В этом случае на вторичной стороне устанавливаются 4 диодных полумоста, каждый из которых работает на свой канал. Силовой трансформатор в этом случае имеет две вторичные обмотки с выводами от средней точки. Такая схема используется, например, в ИБП KYP-150W (рис. 27).

Получение выходных напряжений в импульсного блока питания LPS-02-150XT
Рисунок 28. Получение выходных напряжений в импульсного блока питания LPS-02-150XT.

    Имеются варианты схем, в которых со вторичных обмоток силового трасформатора получают только три выходных напряжения: +5, +12, -12 В. Напряжение -5В получают из -12В с помощью интегрального линейного трехвыводного стабилизатора типа 7905. Силовой трансформатор в этих схемах также имеет две вторичные обмотки с выводом от средней точки. Так как путем выпрямления здесь получают только три выходных напряжения, то на вторичной стороне установлены не 4, а только 3 выпрямительных диодных полумоста. Такой вариант построения схемы используется, например, в ИБП LPS-02-150XT (рис.28).
    Количество вторичных обмоток силового импульсного трансформатора может быть различным в разных схемах. Например, в схеме ИБП PS-200В (рис. 29) силовой трансформатор имеет три вторичные обмотки с выводом от средней точки, т.е. каждая из вторичных обмоток работает со своим полумостом.

Получение выходных напряжений в импульсном блоке питания PS-200B
Рисунок 29. Получение выходных напряжений в импульсном блоке питания PS-200B

    В схеме импульсного блока питания KYP-150W (рис.27) у силового трансформатора всего две вторичные обмотки, каждая из которых работает с двумя полумостами.
    Соблазн использовать диоды Шоттки в канале выходного напряжения +12В привел разработчиков к оригинальному схемному решению. Суть этого решения заключается в том, что средняя точка вторичной обмотки силового трансформатора, с которой получается выходное напряжение +12В, подключается не к корпусу (как в классических схемах), а к шине выходного напряжения +5В. Пример такой схемы показан на рис. 30.

Получение выходных напряжений в импульсном блоке питания PS-6220C
Рисунок 30. Получение выходных напряжений в импульсном блоке питания PS-6220C (BENAVIOR TECH. COMPUTER CORP).

    Другими словами, в среднюю точку обмотки канала +12В подается "подпорка", уменьшающая величину обратного напряжения, приложенного к выпрямительным диодам. Поэтому использование диодов Шоттки в канале +12В становится возможным.Как уже отмечалось, конструктивно и электрически в схему ИБП входит вентилятор принудительного охлаждения схемы самого ИБП и системного блока. Обычно он представляет собой бесколлекторный вентильный двухфазный двигатель постоянного тока. Обмотки двигателя вентилятора запитыватюся в большинстве схем ИБП с шины выходного напряжения +12В. Однако имеются схемы, в которых питание для двигателя вентилятора берется с шины -12В. Вентилятор на зарубежных принципиальных электрических схемах обозначается как D.C. FAN. В ИБП KYP-150W, например, используется вентилятор типа SU8025-M, имеющий следующие основные характеристики: номинальное напряжение питания 12В, потребляемый ток 0.12А. Принцип действия и конструкция двигателя вентилятора будут подробно рассмотрены далее. Здесь же отметим лишь то, что воздушный поток, создаваемый двигателем вентилятора, направлен из системного модуля на ружу (в окружающую среду), т.е. теплый воздух выдувается из системного блока. Обычно на корпусе вентилятора имеются указатели в виде стрелок, показывающие направления вращения крыльчатки и направление воздушного потока. Корпус БП имеет отверстия или щелевые прорези на стороне, противоположной вентилятору. Благодаря этому при вращении крыльчатки создается воздушный поток, охлаждающий как элементы узлов системного модуля, так и схему самого ИБП.
    Таким образом вторичная сторона ИБП на основе управляющей микросхемы TL494 и полумостового инвертора схемотехнически может отличаться:
    • способом получения выходного напряжения -5В и, следовательно, количеством выпрямительных диодных полумостов;
    • количеством вторичных обмоток силового импульсного трансформатора;
    • способом подачи питания на двигатель вентилятора.
    Кроме того, в схемах с самовозбуждением выпрямленное импульсное напряжение с выхода диодного полумоста канала +12В используется для получения вспомогательного напряжения питания управляющей микросхемы и согласующего каскада. Это напряжение было обозначено ранее как Upom. Для получения этого напряжения к выходу полумоста через развязывающий диод подключается сглаживающая емкость, напряжение с которой обычно через дополнительный Г-образный RC-фильтр развязки подается на шину Upom, с которой и запитывается по выводу 12 управляющая микросхема, а также базовые делители транзисторов согласующего каскада и коллекторы этих транзисторов. Например, на рис.27 диод D14 - диод развязки. С19 - сглаживающая емкость. Элементы R36, С11 образуют Г-образный RC-фильтр.
    Необходимость включения развязывающего диода объясняется тем, что при его отсутствии накопительная емкость С19 шины Upom, которая подзаряжается импульсами со вторичной обмотки силового трансформатора, во время пауз разряжалась бы на низкоомную нагрузку канала +12В. Это привело бы к значительному возрастанию пульсации на шине Upom, что нежелательно. Г-образный RC-фильтр также способствует подавлению пульсации на шине Upom.
    Уровень напряжения Upom в схемах с самовозбуждением, как уже отмечалось, составляет около +26В. Это объясняется тем, что размах импульсного напряжения на вторичной обмотке импульсного трансформатора, работающее на каналы +12В и -12В, составляет около 60В. Поэтому амплитуда импульсов на выходе выпрямительного полумоста в канале +12В составит половину этой величины, т.е. около +ЗОВ. Примерно до этого уровня и заряжается через диод развязки сглаживающая емкость шины Upom.
    Попутно отметим, что размах импульсного напряжения на вторичной обмотке, работающей на каналы +5В и -5В, примерно вдвое меньше и составляет около 26В. Поэтому амплитуда импульсов на выходах диодных полумостов каналов +5В и -5В составляет около 13В.
    К шине выходного напряжения +5В во всех схемах ИБП рассматриваемого семейства подключается резистивный делитель, выполняющий функцию измерительного элемента в цепи обратной связи в контуре стабилизации выходных напряжений (см.ниже).
    Между шинами -5В и -12В обычно включается диодно-резистивный делитель, выполняющий функцию измерительного элемента схемы защиты от КЗ в нагрузках каналов -5В и -12В (см. ниже).
    Кроме того, к выходным шинам (ко всем четырем или к некоторым в зависимости от построения схемы ИБП) подключены разрядные резисторы. Назначение их - быстрая разрядка всех выходных конденсаторов, а также конденсаторов различных вспомогательных схем после выключения ИВП из сети с целью привести всю схему ИБП в исходное состояние перед последующим включением. Ранее уже была отмечена принципиальная важность этого обстоятельства. Однако здесь повторим еще раз, что для нормального выхода ИБП на режим, все конденсаторы его схемы к моменту включения в питающую сеть должны быть полностью разряжены. На рис.27, например, разрядным резистором в канале +5В является R37, в канале -5В- R43, в канале +12В - R45, в канале -12В - R42.
    Токи, протекающие через эти резисторы в процессе работы ИВП, незначительны по сравнению с токами нагрузок. Поэтому можно считать, что в процессе работы эти резисторы не влияют на работу схемы ИБП.

 

СОДЕРЖАНИЕ ЦИКЛА СТАТЕЙ ПО ИМПУЛЬСНЫМ БЛОКАМ ПИТАНИЯ:
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ ДЛЯ IBM   Рассматриваются основные параметры импульсных блоков питания, приведена цоколевка разъема, принцип работы от напряжения сети 110 и 220 вольт,
     
УПРАВЛЕНИЕ СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ ИМПУЛЬСНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ ПРИ ПОМОЩИ TL494   Подробно расписана микросхема TL494, схема включения и варианты использования для управления силовыми ключами импульсных блоков питания.
     
УПРАВЛЕНИЕ СИЛОВЫМИ КЛЮЧАМИ ИМПУЛЬСНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ ПРИ ПОМОЩИ TL494   Описаны основные способы управления базовыми цепями силовых транзисторов импульсных блоков питания, варианты построения выпрямителей вторичного питания.
     
СТАБИЛИЗАЦИЯ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ   Описаны варианты использования усилителей ошибки TL494 для стабилизации выходных напряжений, описан принцип работы дросселя групповой стабилизации.
     
СХЕМЫ ЗАЩИТЫ   Описаны несколько вариантов построения систем защиты импульсных болков питания от перегрузки
     
СХЕМА "МЕДЛЕННОГО ПУСКА"   Описаны принципы формирования мягкого старта и выработки напряжения POWER GOOD
     
ПРИМЕР ПОСТРОЕНИЯ ОДНОГО ИЗ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ   Полное описание принципиальной схемы и ее работы импульсного блока питания
     

 


Адрес администрации сайта: admin@soundbarrel.ru
   

 

Яндекс.Метрика Яндекс цитирования